[ClassD音频功率放大器设计] 音频功率放大器的设计

北京交通大学

硕士学位论文

Class D音频功率放大器设计

姓名：刘静

申请学位级别：硕士

专业：微电子学与固体电子学

指导教师：袁晓君

20080601

。

虫塞摘要

中文摘要

摘要：音频功率放大器广泛应用于家庭影院、音响系统、立体声唱机、伺服放大器等电子系统中。人们在追求高保真度音频功放的同时，也希望功放有大的输出功率和高效率。因此，设计一种失真度小，输出功率大，效率高的音频功放也有很重要的现实意义。

本文设计了一种新型的音频功率放大器，此设计所涉及的主要理论在国内外尚属研究阶段，具有很大的发展空问和应用前景。本课题的设计获得了良好的性能，可以应用于耳机、ＭＰ３、ＣＤ、ＤＶＤ播放器以及掌上电脑等一些便携式电子产品。

在查阅大量中外文献的基础上，本文对功率放大器进行了系统的阐述。首先介绍了目前常用的各类线性、非线性功率放大器并分析其优缺点，比较了传统Ｄ类功放和基于自激振荡理论的Ｄ类功放的性能特点，在此基础上提出了本文所研究的基于自激振荡原理ＳＣＯＭ结构的Ｄ类音频功率放大器，并阐述其工作原理。

本文在传统Ｄ类放大器的基础上进行改进，利用自激振荡和同步控制理论，设计实现同步控制振荡调制结构（ＳＣＯＭ）的Ｄ类功率放大器。ＳＣＯＭ电路由运算放大器、比较器、驱动电路、环路滤波电路和功率输出级组成。利用扬声器的电感实现音频信号的恢复，节省了芯片面积。本文创新性的设计出了应用于ＳＣＯＭ结构的Ｄ类功率放大器性能优良的运算放大器及比较器，并进行模块仿真及系统仿真；在单电源电压供电的条件下，采用全桥结构实现双边三电平输出，提高ＴＨＤ性能和输出功率；利用反馈电路提高线性度和电源电压抑制特性；采用无滤波调制的方式，以减小芯片面积，降低成本；采用８Ｑ＋２０／ＩＨ的扬声器负载模型，在反复计算调试的基础上达到性能指标的要求。

电路仿真设计和版图实现阶段采用的是ＣＡＤＥＮＣＥ公司的ＥＤＡ工具，选用了ＨＨＮＥＣ２５０ＧＰＣＥＬＬ（一层多晶硅，四层金属）ＣＭＯＳ工艺的设计规则。实现０．５Ｗ功率输出，效率大于７０％，ＴＨＤｄ、于１％，版图核心部分面积为４８０／１ｍｘ３００

关键词：Ｄ类功率放大器、音频、自激振荡、无滤波调制分类号：ＴＮ７２２

ＡＢＳＴＲＡＣＴ

ＡＢＳＴＲＡＣＴ：Ａｕｄｉｏｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒｉｓｗｉｄｅｌｙｕｓｅｄｉｎｈｉｇｈｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅａｕｄｉｏｓｙｓｔｅｍｓ，ｓｔｅｒｅｏｐｈｏｎｏｇｒａｐｈｓ，ｓｅｒｖｏａｍｐｌｉｆｉｅｒａｎｄｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔ

ａｓｓｙｓｔｅｍｓ．Ｎｏｗａｄａｙｓ，ｐｅｏｐｌｅｈｉｇｈｆｉｄｅｌｉｔｙｆｅａｔｕｒｅｏｆａｕｄｉｏｅｍｐｈａｓｉｚｅｈｉｇｈｐｏｗｅｒａｎｄｈｉｇｈｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｗｅｌｌａｓ

ｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒ．Ｓｏｉｔｉｓｗｏｒｔｈ

ｈｉｇｈｐｏｗｅｒａｎｄｈｉｇｈｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ．

Ｔｈｅｐａｐｅｒｈａｓｄｅｓｉｇｎｅｄａｔｏｄｅｓｉｇｎａｌｌａｕｄｉｏｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒｗｉｔｈｔｈｅｆｅａｔｕｒｅｓｏｆｎｅｗ—ｔｙｐｅｏｆａｕｄｉｏｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒ．ＴｈｅｒｅａｒｅＳＯｍａｎｙｏｐｐｏｒｔｕｎｉｔｉｅｓｔｏｄｅｖｅｌｏｐａｎｄａｐｐｌｙ，ｂｅｃａｕｓｅｉｔｉｓｓｔｉｌｌａｔｓｔｕｄｙｐｈａｓｅ．Ｔｈｅｄｅｓｉｇｎｉｎｍｙｐａｐｅｒｈａｓｇｏｏｄｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｔｏｕｓｅ．Ｗｅｃａｎａｐｐｌｙｉｔｔｏｐｏｒｔａｂｌｅｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓｓｕｃｈａｓｃｅｌｌｕｌａｒ，ＣＤ，ＤＶＤ，ＭＰ３ｐｌａｙｅｒｓ，ＰＡＤ’Ｓ，ｓｏｍｅｏｔｈｅｒｐｏｒｔａｂｌｅｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ｅｔｃ．Ａｆｔｅｒｓｔｕｄｙｉｎｇｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒ，ｉｎｔｈｉｓｐａｐｅｒ，Ｉｉｎｔｒｏｄｕｃｅｔｈｅｋｉｎｄｓｏｆｐｏｗｅｒ

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ＯｓｃｉｌｌａｔｅｄＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄＭｏｄｕｌａｔｏｒ（ＳＣＯＭ），ｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄｂａｓｅｄｏｎｓｅｌｆ－ｏｓｃｉｌｌａｔｉｎｇａｎｄ

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ＣａｌｌｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌａｍｐｌｉｆｉｅｒａｎｄｃｏｍｐａｒｅｒｉｎｎｏｖａｔｉｖｅｌｙｗｉｔｈｇｏｏｄｃｈａｒａｃｔｅｒｓｔｈａｔｂｅｕｓｅｄｉｎＳＣＯＭ．Ｉｆｉｎｉｓｈｅｄａｌｌｔｈｅｓｔｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｉｎｔｈｉｓ

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ＫＥＹＷＯＲＤＳ：Ｃｌａｓｓ—Ｄ

ＣＬＡＳＳＮＯ：ＴＮ７２２ｔｈａｎｌ％ａｎｄｔｈｅａｒｅａｏｆｃｈｉｐｉｓ４８０ｐｍｘ３００，ｕｒｎ．Ａｌｌｏｆｔｈｅｓｅｓａｔｉｓｆｙｔｈｅｒｅｑｕｅｓｔｓｐｏｗｅｒｏｆｄｅｓｉｇｎ．ａｍｐｌｉｆｉｅｒ，Ａｕｄｉｏ，Ｓｅｌｆ－ｏｓｃｉｌｌａｔｉｎｇ，Ｆｉｌｔｅｒｆｒｅｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ

学位论文版权使用授权书

本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。

（保密的学位论文在解密后适用本授权说明）

学位论文作者签名：去：Ｊ动导师签名：致乙灰．

ｏ∥年石月／≯Ｅｌ签字日期：蹦年６月／媚签字日期：

独创性声明

本人声明所呈交的学位论文是本人在导ＪＩｌ｜ｊ指导下进行的研究工作和取得的研究成果，除了文巾特别加以标注和致谢之处外，论文巾不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我。。同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。

学位论文作者签名：毒习为签字日期：护ｆ年石月／ｚ日７５

致谢

本论文的工作是在我的导师袁晓君教授的悉心指导下完成的，袁晓君教授严谨的治学态度和科学的工作方法给了我极大的帮助和影响。在此衷心感谢两年来袁晓君老师对我的关心和指导。

张宏科教授悉心指导我们完成了实验室的科研工作，在学习上和生活上都给予了我很大的关心和帮助，在此向张宏科老师表示衷心的谢意。骆丽教授对于我的科研工作和论文都提出了许多的宝贵意见，在此表示衷心的感谢。

在实验室工作及撰写论文期间，杜春山、路宁、朱振梁、陈常勇、李宁等同学对我论文的研究工作给予了热情帮助，在此向他们表达我的感激之情。另外也感谢家人，他们的理解和支持使我能够在学校专心完成我的学业。

引言

１引言

１．１本课题研究的背景和意义

随着现代电子技术的不断发展，功率放大电路也得到了飞速的发展和应用。特别是半导体技术的进步，使功率放大电路向模块化、小型化、集成化的方向不断发展。功率放大器通常按照其工作状态分为五类，ｆｌＯＡ类、Ｂ类、ＡＢ类、Ｃ类、和Ｄ类。前四种属于线性功率放大器，Ｄ类属于非线性功率放大器。Ｄ类放大器名称是在１９５８年由泰勒提出的【ｌ】，当时它的提出是为了被应用于振荡电路。与Ａ，Ｂ，ＡＢ和Ｃ类功率放大器相比较，Ｄ类功率放大器的特点是，输出级ＭＯＳ管工作于相继开关状念，这对功率放大器效率有极大提高。

Ｄ类功放是一项意义深远的创新技术，具有广阔的发展前景，并对消费电子产生巨大的冲击作用，Ｄ类功放在音频和非音频领域都具有广泛的应用。如ＤＶＤ接收机、Ａｖ接收机、助听器、手机、等离子显示器、汽车音响、ＰＣ机、ＰＤＡ、ＣＤ耳机、收录机，以及专业音频设备等。与其他几类功放相比，Ｄ类功放在获得更高的效率可以降低芯片尺寸，所以在便携式音频设备中有着重要的地位。统计表明，Ｄ类放大器目前以每年超过５０％的速度在迅猛增长。

图１．１清晰地反映出随着功率增加，Ｄ类放大器迅速达Ｎ８５％以上的效率，而线性放大器的效率随功率增长的速度则相当缓慢。效率改善与放大器产生的热量成反比。因此，就相同的输出功率而言，线性放大器需要更大的散热片，这在一定程度上也加大了它与Ｄ类放大器相比的尺寸【２１。

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输出均率／ｒｏｗ

图１．１

Ｆｉｇｕｒｅ１－１Ｄ类和ＡＢ类功率放大器的效率比较ＣｏｍｐａｒｅｒｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｏｆＣｌａｓｓ－ＡＢａｎｄＣｌａｓｓ－Ｄｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒ

１．２音频放大器主要参数

１．电源抑制比（ＰＳＲＲ）

电源抑制Ｌｋ（ＰｏｗｅｒＳｕｐｐｌｙＲｅｊｅｃｔｉｏｎＲａｔｅ）是指音频放大器的输入测量电源电压的偏差耦合到一个模拟电路输出信号的比值。ＰＳＲＲ反映了音频功率放大器对电源的纹波大小的要求，ＰＳＲＲ值越大越好，音频放大器输出音质就越好。

２．最大输出功率（ＰＯＣＭ）

输出功率反映音频功率放大器的负载能力，通常音频放大器厂家会提供产品的在～定工作电压和额定负载下的最大输出功率。芯片的效率在不同的条件下肯定也不相同。

３．总谐波失真加噪声（ＴＨＤ＋Ｎ）

失真是指对于某电路模块其输入信号与输出信号在幅度上，相位上及波形形状产生变化的现象。按性质分，有非线性失真和线性失真，通常用谐波失真来表示非线性失真（ＮｏｎｌｉｎｅａｒＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）的程度。谐波失真是指信号通过电路中非线性元件产生了新的频率分量（谐波）对原信号形成的干扰，即波形发生的畸变。总谐波失真（ＴｏｔａｌＨａｒｍｏｎｉｃＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）是指用信号源输入时，输出信号（谐波及其倍频成分）比输入信号多出的额外谐波成分（通常用％来表示）。一般说来，ＩＫＨｚ频率处的总谐波失真作为大部分产品的失真指标，该值越小越好。

噪声发生是一个随机过程，它的大小在任何时候都不能被预测。但在很多情况下，噪声的平均功率还是可以被预测的。我们通常需要把几个主要噪声源的影响相加来获得总噪声，得到我们关注的平均噪声功率。

在实际测试数据或各类标准中采用，我们用ＴＨＤ＋Ｎ（ＴｏｔａｌＨａｒｍｏｎｉｃ

对噪声进行了考虑【３】。Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ＋Ｎｏｉｓｅ）作为衡量保真度的评价指标，指标中“＋Ｎ”表示了在考虑保真度的同时也

１．３本人主要工作

对于功率放大器的基本要求如：较小的非线性失真，较大的电流驱动能力及较高的电源效率等【４】。另外由于此电路主要应用于便携式电子产品，低功耗、稳定性，抗干扰能力也必须考虑。

本课题研究的目标是设计一种应用于便携式移动设备中的Ｄ类音频功率放大器，同时获得较高的效率和较高的音频质量。利用ＨＨＮＥＣ２５０ＧＰＣＥＬＬ工艺，采用全桥结构，利用自激振荡和同步控制原理，设计实现无滤波闭环控制Ｄ类功率２

引言

放大器。

本文主要工作是：

（１）了解功率放大器工作原理和音频特性的基础上设计ＳＣＯＭ结构的Ｄ类音频功率放大器，实现功率放大功能；

（２）设计ＳＣＯＭ结构所需要的运算放大器：

（３）设计一个静态比较器，满足ＳＣＯＭ结构的要求；

（４）完成驱动电路的设计；

（５）进行版图的绘制。

本文所设计音频功率放大器主要设计要求和技术指标如下：

（１）全桥模式驱动８ｆ］＋２０，ｕＨ扬声器负载；

（２）芯片电源电压为３．３Ｖ单电源供电；

（３）输出功率大于Ｏ．５Ｗ；

（４）电源效率高于７０％；

（５）总谐波失真ＴＨＤ小于１％；

（６）版图核心部分面积小于５００，ｕｍ×５００ｐｍ。

１．４论文结构

论文的总体结构如下：

第１章引言，说明音频放大器应用，设计过程中需要考虑的主要设计指标，以及本课题的具体要求。

第２章给出音频放大器主要分类及工作原理和Ｄ类功放的工作原理。

第３、４、５章分别详细说明了Ｄ类功放中所需要的运算放大器、比较器和驱动电路的设计及仿真。

第６章介绍本文所设计的ＳＣＯＭ结构Ｄ类功放的仿真测试结果。

第７章给出芯片电路的版图设计。

第８章对本课题设计进行总结。３

２功率放大器简介

本章首先介绍常见的几种功率放大器的特点和区别，接下来主要讲述Ｄ类放大器的优点和工作原理，在对传统Ｄ类功放改进的基础上提出ＳＣＯＭ结构的功放电路设计方法，并介绍了与电路相关的工作原理。

２．１放大器的种类

音频功率放大器用于实现音频信号功率的增强。

随着半导体器件的出现和电子技术的飞速发展，为了适应不同的应用场合，出现了各种类别的音频功率放大器，在这里只对主流的五种基本类型（Ａ、Ｂ、ＡＢ、Ｃ、Ｄ类放大器）Ｄｎ以概括的介绍。本章为了方便说明，电路均采用幅度相等的Ｊ下负双电源【３１。

２．１．１Ａ类放大器

Ａ类放大器的原理图如图２—１（ａ）所示，工作偏置点如图２一ｌ（ｂ）所示。对Ａ类放大器，偏置电流乇比输入电流大，固定偏置点Ｑ点在负载线的中心。在一个完整的信号周期当中，功率晶体管一直工作在线性放大状态，即导通角为１８０。（在一个信号周期内，导通角度的一半定义为导通角）【５１。

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图２．１

Ｆｉｇｕｒｅ堡翻嘞ｏｆｆｓｅｔｏｆＣｌａｓｓ－Ａａｍｐｌｉｆｉｅｒ（ａ）Ａ类放大器原理图＠Ａ类放火器的同定偏置点ｏｆＣｌａｓｓ－Ａ２－１（ａ）Ｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔａｍｐｌｉｆｉｅｒ（ｂ）Ｔｈｅｃｏｎｓｔａｎｔ

假设输出信号为巧ｓｉｎｃｏｔ，则输出负载功率：

４

功率放人器简介

置２主寺（２－１）

平均电流为乇，正电源‰提供的功率为：

Ｂ＋＝‰［吾孔乇＋乏ｓｉｎ刎］］＝‰％ｃ２—２，

负电源‰提供的功率ｅｓ一也为圪ｃ乇，因此电源提供的功率为：

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放大器的效率：

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当巧＝‰和％＝厶Ｒ时，矽有最大值２５％。

音频功率放大器的应用中，Ａ类放大器的主要缺点在于出现没有信号输入或

Ｂ类放大器

Ｂ类放大器的原理图如图２－２（ａ）所示，工作偏置点如图２－２（ｂ）所示。Ｂ类放大

Ｉ。Ｑ

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（ａ）（ｂ）

图２．２（ａ）Ｂ类放大器原理图（ｂ）Ｂ类放大器的同定偏置点

Ｆｉｇｕｒｅ２－２（ａ）ＴｈｅｃｉｒｃｕｉｔｏｆＣｌａｓｓ－Ｂａｍｐｌｉｆｉｅｒ（ｂ）ＴｈｅｃｏｎｓｔａｎｔｏｆｆｓｅｔｏｆＣｌａｓｓ－Ｂａｍｐｌｉｆｉｅｒ假设输入信号为正弦波形，忽略交越失真，负载输出功率：

￡＝圭鼍弘５，５者只有问断的音频信号输入而处于等待状念时有相当大的功率损失；第二，功率损耗的热能将使得器件的工作温度匕升，破坏Ｆ皂．路性能，甚至损坏电．路器件１３１。２．１．２器是一种互补式的输出结构，两个晶体管不能同时工作，每个器件工作半个周期，导通角为９０。【５１。

每个电源提供的电流为输出电流的一半，平均电流为÷｝，每个电源提供的

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２．１．３％２２卷（２－７）当％＝‰时，刁具有最大值互４约为７８．５％，晶体管的偏置电流为零。由于在一个晶体管截止而另一个晶体管导通时，需要过渡时间，因此Ｂ类放大器存在交ＡＢ类放大器

ＡＢ类放大器的原理图如图２－３（ａ）所示，工作偏置点如图２．３（ｂ）所示。ＡＢ类放大器的输出器件工作时间大于半个周期但小于一个周期，导通角在９００与１８００之间。它通过在Ｂ类放大器的两个晶体管输入端加适当的正向偏置电压，使两个晶体管不会彻底截止，消除了交越失真。ＡＢ类放大器既改善了Ｂ类放大器的非线性，效率又高于Ａ类，是Ａ类放大器的线性度与Ｂ类放大器的效率的结合【５１。

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（ａ）（ｂ）

图２・３（ａ）ＡＢ类放大器原理图（ｂ）ＡＢ类放大器的固定偏置点

Ｆｉｇｕｒｅ２－３（ａ）ＴｈｅｃｉｒｃｕｉｔｏｆＣｌａｓｓ－ＡＢａｍｐｌｉｆｉｅｒ（ｂ）ＴｈｅｃｏｎｓｔａｎｔｏｆｆｓｅｔｏｆＣｌａｓｓ－ＡＢａｍｐｌｉｆｉｅｒ６

功率放人器简介

２．１．４Ｃ类放大器

Ｃ类放大器的原理图如图２－４（ａ）所示，图中Ｚ，为外接负载，一般为阻抗性的，电感‘和电容ｃｒ为匹配网络，它们与外接负载共同组成并联谐振回路。工作偏置点如图２－４（ｂ）所示。通过调节电容Ｃ，，使回路谐振在输入信号频率上。Ｃ类放大器的导通角小于９００，即功率管工作时间小于半个周期，功率管在每个周期中导通一定时间，而不是半周期工作。Ｃ类放大器的工作效率高于Ａ类和Ｂ类放大器。它是一种用谐振系统作为匹配网络的非线性功率放大器，一般用于对失真度要求不高或调谐输出的场合。例如无线发射机中，用Ｃ类放大器对载波信号或高频已调波信号进行功率放大。这些信号或是频率固定的简谐信号或是频谱宽度远小于载波频率的窄带信号【５】。

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ＦｉｇｕｒｅＲ２耳３耳４；ｒｓ霄ｔ一●＿一●＿一●＿一●＿一母盈盘茹脚图２－４（ａ）Ｃ类放大器原理图（ｂ）Ｃ类放大器的｜司定偏置点２－４（ａ）ＴｈｅｃｉｒｃｕｉｔｏｆＣｌａｓｓ—・Ｃａｍｐｌｉｆｉｅｒ（ｂ）ＴｈｅｃｏｎｓｔａｎｔｏｆｆｓｅｔｏｆＣｌａｓｓ－Ｃａｍｐｌｉｆｉｅｒ２．１．５Ｄ类放大器

Ｄ类音频放大器【６Ｊ是以离散时间放大器设计思想为基础，它的研究己有近半个世纪，直到１９７０年金属氧化物半导体场效应管出现后，实现了高性能的开关器件，这才开发出宽频带Ｄ类音频放大器。Ｄ类音频功放不同于Ａ类、Ｂ类和ＡＢ类工作方式，它采用切换电压方式利用ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号控制导通时间以放大信号。该类放大器输出级的工作状态在完全导通和完全截止两状态间转换，因此输出器件的功耗很小。由于Ｄ类功放利用品体管快速切换的开关特性，以开关方式把模拟音频信号进行脉宽调￥１Ｊ（ＰＷＭ），使其效率远高于其他类功率放大器。

Ｄ类功放的最大优势在于其电源功率转换效率，理论上可以达到１００％。意法半导体公司的ＴＳ４９６２型号Ｄ类放大器转换效率己经达到８８％。与ＡＢ类放大器相７

比，Ｄ类放大器需要更小的电源电流，因此具有更长的电源使用时间或者更低的电源使用成本；另外，Ｄ类放大器更低的发热量使得更小的封装成为可能，同时去掉了ＡＢ类放大器中所使用的降温设备。基于这两个优点，对于消费类电子来说，Ｄ类功率放大器的高效率成为最好的选择。

除了高效率外，Ｄ类放大器还具有大功率、低失真的优点。虽然其他种类的模拟功率放大器也可以通过采用优质元件，复杂的补偿电路，深负反馈，使失真变得很小，但却不能同时获得大功率和高效率。工作在开关状态下的Ｄ类功率放大器却很容易实现大功率，高效率，低失真。

与ＡＢ类放大器相比，Ｄ类放大器的缺点是：较低的声音质量和更高的电路复杂程度。但是，在移动设备的使用中，效率和性能更为重要【７】。

２．２Ｄ类功率放大器工作原理

传统的Ｄ类放大器一般由三个主要部分组成：输入和ＰＷＭ级、放大级（一般为ＭＯＳＦＥＴ桥）以及输出级，它的工作原理与ＤＣ．ＤＣ开关模式变换器很相似。在两种工作模式中，输入信号都进行ＰＷＭ调制，也就是对输入信号进行ＰＷＭ调制，使调制信号的占空比正比于瞬时输入电压，然后调制信号驱动功率开关产生放大的ＰＷＭ波形，再通过输出级进行解调得到放大的输出信号【５】【８１。

２．２．１传统Ｄ类功放工作原理

现在所使用的Ｄ类放大器有很多种调制拓扑结构，最常用的拓扑结构是带有三角波（或者锯齿波）振荡器的脉冲宽度调制（ＰＷＭ）。它的工作原理是：基于Ｎｙｑｕｉｓｔ采样定理，采用脉宽调制（ＰＷＭ）［１３】方式对经预放大的输入信号进行采样变换，变换所产生的数字信号的脉宽与对应采样点信号的幅值按一定关系变化，再以此数字信号来驱动功率开关晶体管，使之产生具有输出功率的变脉宽数字信号，然后经滤波器还原出功率放大后的模拟信号。

实际Ｄ类放大器存在着各种线性失真和非线性失真，失真成分主要为输入信号的谐波成分和高频成分。高频成分可以通过高阶滤波器或谐振回路来抑制【６１，而输入信号的谐波成分需通过负反馈回路来抑制【９】【１０】【ｌｌ】。

图２—５中显示了基于ＰＷＭ的Ｄ类放大器模块图，它包括脉冲宽度调制器，栅极驱动，两个ＭＯＳＦＥＴ所构成的功率输出级，一个由厶和ＣＰ构成、反馈电路和用来恢复放大的音频信号的低通滤波器。功率输出级的Ｐ沟道和Ｎ沟道的８

功率放人器简介

ＭＯＳＦＥＴ交替连接到ＶＤＤ或者ＧＮＤ而成为电流转换开关，这样Ｄ类放大器的输出就是一个频率较高的方波信号。多数Ｄ类放大器．丌关频率（．疋Ⅳ）的典型值为２５０ｋＨｚ至１．５ＭＨｚ。输出的方波是由输入信号进行调制的，把输入信号与三角波（或者锯齿波）相比较而产生ＰＷＭ信号。当三角波振荡器作为采样时钟时，这种调制方式也被称为“自然采样”。当没有输入信号时，输出波形的占空比为５０％。采用自然采样双边调制ＰＷＭ的Ｄ类放大器的原理框图如图２．５所示ｌＩ¨。图２．６说明了所得到的ＰＷＭ输出波形随着输入信号的变化而变化。

为了从输出的ＰＷＭ波形中提取放大了的音频信号，Ｄ类放大器需要设计低通滤波器。ＬＣ无源低通滤波器的输出等于方波的平均值。另外，低通滤波器阻止了高频丌关能量被负载电阻消耗掉。假设滤波器的输出电压和电流在一个丌关周期内保持为常数，这个假设是很精确的，因为．疋∥远远高于输入的音频信号。因此，占空比和滤波输出电压的关系可以利用电感的电压和电流的时域分析得到。

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图２．５传统Ｄ类放大器的原理框图

Ｆｉｇｕｒｅ２・５ＴｈｅｂｌｏｃｋｄｉａｇｒａｍｏｆｔｈｅｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌＣｌａｓｓＤａｍｐｌｉｆｉｅｒ

图２－６

Ｆｉｇｕｒｅ２－６ＰＷＭ工作方式下输入输出信号ｏｎＴｈｅｉｎｐｕｔａｎｄｏｕｔｐｕｔｓｉｇｎａｌｓｂａｓｅｄＰＷＭ

失真度作为Ｄ类音频功率放大器的主要性能指标之一，也是目前ＡＢ类功率９

放大器的优势所在。一个理想的Ｄ类音频功率放大器应该是没有失真的，在２０Ｈｚ＂＂２０ｋＨｚ的人耳感觉范围内应该也没有噪声，且效率高达１００％。但是在实际的设计中，总是避免不了失真。因此，Ｄ类功放设计的关键就在于采用各种方法改善失真度，获得高质量信号。

２．２．２ＳＣＯＭ结构功放的工作原理

ＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｅｄ同步控制振荡调制ＳＣＯＭ（ＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄＭｏｄｕｌａｔｏｒ）结构

在传统ＰＷＭ调制功率放大器的基础上有所改进。去掉ＬＣ滤波器而在反馈环路中进行滤波，同时利用正反馈形成自激振荡，通过输出波形的幅度的变化控制丌关频率。不需要三角波（或锯齿波）作为载波信号［７１。电子领域对它的数学模型已经有了一定的研究【１９】【２０】【２ｌ】【２２】。

ＳＣＯＭ结构功率放大器在ＴＨＤ、噪声、芯片尺寸等方面的性能优于ＰＷＭ调制方式。ＳＣＯＭ的具体工作原理和设计过程在第３、４、５、６章详细论述。

本论文中所提出的ＳＣＯＭ结构，可以获得较高的效率、很好的音频质量，同时电路结构并不复杂。ＣＯＭ（Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ

质是：

（１）ＯｓｃｉｌｌａｔｅｄＭｏｄｕｌａｔｏｒ）和ＳＣＯＭ结构的实ＣＯＭ结构是一种自激振荡控制系统，环路带宽等于开关频率，设计中并不产生载波。

（２）

（３）由于具有环路控制，ＣＯＭ结构在理论上具有无限大的ＰＳＲＲ。ＳＣＯＭ将ＰＷＭ图形合成为双边三电平信号，这样就可以省略传统Ｄ类放大器中的输出滤波结构。因为开关频率较高，所以不会影响音频质量，同时开关频率中不含有偶次谐波。

（４）因为具有变化的开关频率，所以ＣＯＭ结构具有展开的ＥＭＩ频谱的优点。

为了在获得较高效率的同时获得较高的声音质量，需要在Ｄ类放大器电路中应用闭环控制。这样，在开关输出级中线性和非线性误差源是互补的。这就可以获得很好的ＴＨＤ和噪声性能，控制环路里可以不使用有源器件【７】。

同步控制振荡调制（ＳＣＯＭ）功率放大器的结构是在传统ＰＷＭ方式的基础上改进，通过添加闭环滤波实现无滤波调制和对开关频率的控制。此项设计的几本模块单元包括积分器、比较器、驱动电路、环路ＲＣ滤波器和输出级，涉及到的原理包括自激振荡、全桥结构和反馈理论，驱动及滤波原理等。

１．自激振荡原理

图２．７是一个反馈网络，图中么是基本放大电路的增益，Ｆ是反馈网络的反馈系数。如果在基本放大电路的输入端输入一定频率、一定幅度的正弦信号咒，经１０

功率放人器简介

过基本放大电路和反馈网络所构成的坏路传输后，在反馈网络的输出端，得到反馈信号一＝Ⅸ＝彳Ⅸ。当反馈信号ｘｒ无论在幅值上还是在相位一卜都与输入信号鼍一致时，若用ｘ，代替ｘ，则可以在输入端维持原有的输出信号以，也就是自激。因此可得自激振荡的平衡条件为：

ＡＦ爿彳ＦＩ么（纯＋够，）＝１

即：

ＡＦ（２—８）ｌ＿Ｉ（２—９）

纯＋哆．：２ｎｎ＂，ｎ＝Ｏ，Ｉ，２…．

ｘａ

▲Ｘｏ（２一ｌｏ）

ｘ，

【

图２．７

Ｆｉｇｕｒｅ２－７臼激振荡原理方框图Ｔｈｅｄｉａｇｒａｍｏｆｔｈｅｓｅｌｆ－ｏｓｃｉｌｌａｔｉｎｇ

式２－９称为振幅平衡条件，而式２．１０则称为相位平衡条件，这两点是我们所熟知的“巴克豪森准则＂。相位平衡条件的实质就是必须将负反馈电路接成正反馈。

在ＳＣＯＭ结构中就是利用正反馈构成自激振荡，实现对丌关频率的控制。所以在ＳＣＯＭ电路的设计中要保证环路增益等于ｌ，闭环相位延迟为３６００，这是保证设计能够实现的基本要求【１２１。

２．全桥结构和半桥结构

很多Ｄ类放大器使用全桥结构的输出级。全桥结构由两个半桥结构差分的驱动负载。这种负载连接通常被称为桥式连接负载（ｂｒｉｄｇｅ．ｔｉｅｄｌｏａｄ，ＢＴＬ）。如图２．８所示，全桥结构的运行是通过在负载上构造交互的传导路径【１３】。

ｒｌｊ一

叫一

图２．８全桥结构Ｄ类输出级

Ｆｉｇｕｒｅ２－８Ｂｒｉｄｇｅ－ｔｉｅｄｌｏａｄＣｌａｓｓＤｏｕｔｐｕｔｓｔａｇｅ—ｍ

图２．９表示基于ＰＷＭ方式的Ｄ类放大器传统ＢＴＬ的输出波形。在图２．９中，输出波形是互补的，这样就在负载上产生了ＰｗＭ的差分信号。

。Ⅲ．厂］．，。．．．。厂］…。。。几。，…一。ｊ１二．二

。仆］厂］厂］厂］［三

差分输出１

图２．９全桥Ｄ类放人器输出波形ｏＵ．ｒ．＋一ｏＵＴ・ｊ｝２ＶＤＤ

Ｆｉｇｕｒｅ２－９ＯｕｔｐｕｔｗａｖｅｆｏｒｍｓｏｆＢｒｉｄｇｅ—ｔｉｅｄｌｏａｄＣｌａｓｓＤａｍｐｌｉｆｉｅｒ

全桥结构的Ｄ类ＢＴＬ放大器除了具有较高的电源效率外，ＢＴＬ放大器的第一个优点是，这种结构构成双向传输路径，当工作在单电源供电的情况下输出端不需要ＤＣ阻隔电容。而半桥结构的放大器就不能这样，因为它的输出摆幅在％ｎ至地之间，并且理想的占空比是５０％，这就意味着它的直流具有％ｎ／２的偏移。对于全桥结构的放大器来说，这个直流偏移出现在负载的两端，所以输出端的ＤＣ电流为零。第二个优点是，在相同的电源电压下与半桥结构相比，全桥结构可以达到两倍的输出摆幅，因为负载是由差分结构驱动的。这样，在相同的电源电压下，可以获得的最大输出功耗是半桥放大器的四倍。

但是，全桥结构的放大器需要的ＭＯＳＦＥＴ数量是半桥拓扑结构的两倍。有些人认为这是一个缺点，因为较多的开关会导致较多的导通和开关损耗。但是，这通常只对高输出功耗放大器（＞１０Ｗ）来说是正确的，因为它具有较高的输出电流和电压。由于这个原因，在高功耗放大器中更多地使用半桥放大器，因为它们具有更高的效率。大多数用在高功耗应用中的全桥放大器带有８Ｑ负载时所具有的效率为８０％至８８％。但是，半桥放大器，例女ＩＩＭＡＸ９７４２，在驱动８Ｑ负载、传送１４Ｗ功耗时可以达到９０％以上的效纠ｍ】。

本课题的设计要求是负载为８ｆｌ＋２０／．ｔＨ时的输出功率为０．５Ｗ，属于小功耗放大器，使用全桥结构会获得更好的性能。

３．反馈电路

很多Ｄ类放大器把ＰＷＭ的输出信号反馈到器件的输入端构成负反馈结构，闭环工作方式不仅提高了器件的线性度，同时也使器件具有电源抑制的作用。而开环放大器如果有也仅仅具有最小的电源抑制。因为在闭环拓扑结构中，输出波１２

功率放人器简介

形被检测到并返回到放大器的输入端，这样电源线的波动就会通过控制环路在输出端被检测到并加以校正。闭环设计具有的优点所付出的代价是可能存在的稳定性问题，就像所有使用反馈的系统那样。因此，闭坏回路必须仔细设计和补偿，以确保在所有工作条件下都能够稳定工作。而在本课题的设计中，是通过正反馈形成自激振荡进行闭环控制，这样就不存在稳定性问题。

典型的Ｄ类放大器的反馈环路都具有噪声整形的功能，这样就大大减小了通带内由于脉冲宽度调制、输出级和电源电压的变化而产生的噪声。这种拓扑结构和Ｓｉｇｍａ．ｄｅｌｔａ调制器中的噪声整形非常相似。为了解释噪卢整形的功能，图２．１０表示了一个简单的一阶噪声整形模块图。这种典型的反馈网络包括电阻分配器，但是为了简化，图２．１０中显示的图例使用的反馈比值为１。另外，积分器的传输函数简化为等式ｌ／Ｊ，理想积分器的增益反比于频率。同时假设ＰＷＭ模块对于控制环路来说具有单位增益零相位偏移。利用基本的控制模块分析，可以得到以下的输出表达式：

Ｖｏ（ｓ）＝÷ר。（ｓ）＋÷×Ｅ（ｓ）１它

（２－１１）

ｌ十Ｓｌ十Ｓ

等式２．１１表明噪声项Ｅｎ（ｓ）乘以一个高通滤波函数（噪声传输函数），而输入项形。（Ｊ）乘以一个低通滤波函数（信号传输函数）。噪声传输函数的高通滤波相应对Ｄ类放大器进行噪声整形。如果输出滤波器的截止频率选择合适，大部分噪声都会被推到通带以外（如图２一ｌＯ所示）。前面的例子是一阶噪声整形，现在很多Ｄ类放大器使用多阶噪声整形拓扑以进一步优化线性度和电源电压抑制性【ｌ引。本文的设计为了简化电路，采用了一阶噪声整形。

吒（曲＋÷Ｘ最（ｓｃｌ＋——上‘（ｓ）”７＋占

噪声传输

函数

反馈网络

图２．１０

Ｆｉｇｕｒｅ２—１０Ｄ类放大器消除带内噪声一阶噪声整形控制环Ａｃｏｎｔｒｏｌｌｏｏｐ谢ｍｌｓｔ－ｏｒｄｅｒｎｏｉｓｅｓｈａｐｉｎｇｆｏｒａＣｌａｓｓ－Ｄ

ａｍｐｌｉｆｉｅｒｐｕｓｈｅｓｍｏｓｔｎｏｉｓｅｏｕｔｏｆｂａｎｄ１３

４．无滤波调制

传统Ｄ类放大器的一个主要缺点是需要额外的ＬＣ滤波器。这不仅增加了设计难度、增加了芯片占用面积，同时也会因为滤波器件的非线性增加信号的失真度。幸运的是，现在很多Ｄ类放大器使用无滤波调制电路以消除或者降低外加滤波器的需要【１４ｊ。

本课题所设计的Ｄ类放大器使用了特殊的滤波方式，即在设计反馈环路时使用ＲＣ无源滤波器，这样就可以在实现闭环控制的同时进行环路滤波。同时使用高电感扬声器模型，利用扬声器自身的滤波功能恢复声音信号，而不需要外加在输出端的ＬＣ滤波器。从而降低了设计难度，节省了芯片面积【。７１。

５．ＳＣＯＭ结构工作原理

为了获得较好的声音质量的同时保持高的电源效率，可以使用闭环控制的Ｄ类放大器。这样，开关输出级的线性和非线性误差源可以互相补偿。这样可以提高ＴＨＤ和噪声性能，同时，闭环电路中不用使用有源器件【７】。

图２－１１

Ｆｉｇｕｒｅ２—１１ＣＯＭ结构模块图ＴｈｅｄｉａｇｒａｍｏｆｔｈｅＣＯＭ

ＣＯＭ结构是由两个补偿器、一个比较器和一个功率开关构成的，结构框图如图２．１１所示。Ａ为前向模块，反馈模块Ｂ为经典的线性补偿模块，它的线性传输函数为：

钺曲咆赤（２－１２）

荆＝Ｋａ‰ｒＢｚ。ｉｓｓ＋十１ｉ扩鲫ｆ。．．Ｓ十ｌ（２－１３）

疋是模块Ａ的直流增益，瓦是模块Ｂ的直流增益，０为总的时间延迟，包括通过比较器、门级驱动和开关输出级的时间。ＫＰ为比较器和开关输出级的等效小１４

功率放人器简介

信号增益，当处在开关频率时，Ｋ。会为实现单位环路增益进行自动调整。所得到的环路传输函数和振荡条件用角速度表示为：

Ｉ￡（／心）Ｉ－ｌＫ。Ａ（ｊｏＪ，）Ｂ（ｊｏＪｓ）Ｉ－１

／Ｌ（ｊｍ）＝Ｌ（Ａ（ｊａ，）Ｂ（ｊｍ，）Ｐ‘。即ｑ’）＝一万（２－１４）（２—１５）

为了产生振荡，必须保证１８０。的相位延迟，并且在振荡频率处环路增益为１。相位延迟由模块Ａ和Ｂ产生，就是延迟时间臼，模块Ａ为单极点系统，在丌关频率处对相位延迟的贡献为９０。，模块Ｂ包含一个极点并最终为零，以控制开关频率。通过凋整模块Ａ，可以使Ｂ成为一个纯粹的积分器。

振荡条件和标准的振荡器相似，但是ＣＯＭ具有音频信号作为输入，通过系统增益４进行放大。既然假定系统带宽内环路增益足够高，系统增益就可以由反馈模块的增益１／Ｋ定义。ａ

因为ＣＯＭ结构不仅控制丌关输出级的脉冲调制，而且在系统带宽内是一个线性控制系统，所以可以有效地抑制误差。ＣＯＭ系统本质上是不稳定的控制，这就意味着不会有进一步的不稳定问题。和ｄｅｌｔａ．ｓｉｇｍａ调ｆ｜；｜Ｊ＋ｆｌ比，ＣＯＭ凋制可以进行精确的控制，包括功率的考虑。为了使ｄｅｌｔａ．ｓｉｇｍａ调制获得好的性能，系统需要较高的频率和很精确的外加时钟【７１。

ＳＣＯＭ控制系统结构框图如图２．１２所示。它是由两个ＣＯＭ结构进行同步控制得到的，从而在不使用负电源的情况下在输出端获得双边三电平信号输出。

图２．１２

Ｆｉｇｕｒｅ２—１２ＳＣＯＭ结构框图ＳＣＯＭＴｈｅｂｌｏｃｋｄｉａｇｒａｍｏｆｔｈｅ

１５

２．３本章小结

本章主要介绍了与功率放大器相关的基础知识，比较了各类功率放大器的性能和特点。在分析传统Ｄ类功率放大器工作原理的基础上，提出了基于自激振荡原理的ＳＣＯＭ结构的功率放大器，并介绍了相关理论。这些都是进行功率放大器设计之前所要了解的基本内容。１６

运算放人器的设计

３运算放大器的设计

由于运算放大器在闭环网路中，所以在设计时没有太多的限制凶素。但是运算放大器需要能够驱动大信号以获得较低的ＴＨＤ＋Ｎ，同时需要具有较低的直流失调以有利于得到较低的ｐｏｐ噪声【７１。

３．１运算放大器的非理想因素

运算放大器是ＳＣＯＭ的关键部分，它的性能好坏直接影响到整个电路的性能。由于模拟器件本身的限制，它不可避免的有一些非理想因素（１５】【１６】。

１．有限增益

理想运算放大器的差模丌环增益为无穷大，而实际中运放的增益是有限的，在低频小信号的情况下，典型值为６０ｄＢ到１００ｄＢ。

２．线性范围

输出电压ｇｏⅢ在一定范围内，与输入电压的线性关系ｇｏ埘＝Ａｖ（％．一％：）才成立。一般情况下，圪叫的最大值是比正的电源电压要小，而圪Ⅲ的最小值要比负的电源电压要大一些。

３．失调电压

对于理想的运算放大器来说，如果圪－＝圪：，则圪眦恒定在一个数值，即吃（。Ⅲｌ＝０。但是在实际的器件中，这种关系并不完全正确。当输入短接时，输出电压吃（。埘）≠ｏ，吃（ｏｕｔ）与运放的增益成正比。因此，用输入失调电压圪（使吃（。埘）＝ｏ时的差分输入电压）来表示更为方便，其一般值在＋２ｍＶ到±ｌＯｍＶ之间。

４．共模抑制比（ＣＭＲＲ）１１７１

共模电压增益为：

差模电压增益为：４。丽丽ｏｕｔ如２丽砑ｏｕｔ∥，，

Ｔ／Ｙ（３－１）

（３．２）

共模抑制Ｌ匕（ＣＭＲＲ）被定义为差模电压增益与共模电压增益的比值，即以／４或者等于２０ｌｏｇ。。（如／４）。理想运算放大器的共模电压增益为０，共模抑制比为∞。共模抑制比表明的是运算放大器抑制噪声的能力，因此一个大的共模抑制比（ＣＭＲＲ）值是很重要的。１７

５．频率响应

由于存在寄生电容、有限的载流子迁移率等原因，在高频的情况下，增益会随着频率的增加而减小，通常用单位增益带宽（即在电压增益为１时的频率）来描述，单位增益带宽通常在１．１００ＭＨｚ范围内，而理想运算放大器的单位增益带宽为∞。６．转换速率

在运算放大器的输入端加一个大的阶跃信号，那么一些晶体管就会进入线性区或者完全截止，结果，输出会以一定的速率跟随输入信号，这种电压变换的极限叫转换速率。转换速率大小由所能提供的对电容充放电的最大电流确定。正常情况下，转换速率不受输出端的限制，而是受前一级所能提供或吸收电流的能力的限制。理想运算放大器的转换速率为ＯＯ。

７．噪声

理想运算放大器罩面是不会产生噪声的，而实际上ＭＯＳ晶体管由于它本身的结构、工艺技术和在运算放大器中的偏置条件等原因，在低频情况下显示了较高的Ｉ、人Ｊ烁噪声，而在高频情况下热噪声是主要的。这些噪声在运放的输出端产生了噪声电压，除以电压增益等效为输入噪声电压源，它严重影响了运算放大器的动态范围。

８．电源抑制比（ＰＳＲＲ）１１７ｌ

理想运算放大器的电源电压的波动是不会影响到输出端的，而实际上，由于数字噪声可能会耦合到模拟电源上以及电源本身噪声的影响，电源电压的改变会引起运放输出电压的变化。从输入到输出的增益除以从电源到输出的增益，这个值就是电源抑制比（ＰＳＲＲ）。

对于正电源：ＰＳＲＲ＋：单ｖｏ吡｝ｖ配（３．３）

对于负电源：ＰＳＲＲ一：单ｖｏｍ｛ｖｓｓ（３．４）

９．Ｄｅ功耗

理想放大器中没有任何的直流功耗，而在实际的运放中，运算放大器的直流功耗的典型值为０．２５＂－＇１０ｍＷ。

实际上述描述的都是运算放大器的设计过程中所要考虑的主要参数，这些参数之间的实现是相互矛盾的，要实现某些参数就要以牺牲其它性能指标为代价，因此，要设计一个高性能的运算放大器，多方面的优化是一个非常关键的问题。如图３．１“模拟电路设计八边形法则＂所裂１８】，这样的折衷选择、相互制约对高性１８

运算放人器的设计

能放大器的设计提出了许多难题，要靠直觉和经验才能得到一个较佳的折衷方案。

／，，∑【一一一７●¨、＼

≤≥／羚瓢＋＼、、．∑≯７７７、、．

、＼、、、▲输入舂出，，二≮≯、、、阻抗，、、、！湄南瓜

／吧揶Ⅵ址＼，，／、、：：、

３．２运算放大器结构的选择与设计

每一种运算放大器的拓扑结构都有自己的优点，选择时要根据需要仔细比较。常用结构主要包括套筒式共源共栅、折叠共源共栅放大器和两级运算放大器。

套筒式共源共栅电路可以获得较高的电压增益，缺点是输出摆幅被减小了，而且很难以输入和输出短路的方式实现单位增益缓冲器。

研究显示，折叠共源共栅运放与套筒式结构相比，输入电压摆幅较大一些。这个优点是较大的功耗、较低的电压增益、较低的极点频率和较高的噪声为代价得到的。折叠共源共栅运放的一个重要特点是，可以使输入共模电平接近电源供给的一端电压【１７】【１８】。因此，折叠共源共栅运放比套筒式结构有更广泛的应用。因为输入输出可以短接，而且输入共模电平更容易选择。

单级放大器很难同时满足增益和输出摆幅度的需要，因此可以通过两级运算放大器进行设计。如图３．２的示意图所示，第一级提供高增益，第二级提供大的摆幅，以满足设计需要。

高增益大摆幅

ｏ圪兰

图３－２两级运放示意图

Ｆｉｇｕｒｅ３－２ＳｋｅｔｃｈｍａｐｏｆｔｗｏｓｔａｇｅｓＯＰＡ矿……一０’ｏｕｔ

１９

根据以上几种运放在增益、速度、功耗等方面性能特点的分析和比较，总结为表３．１所示。

表３．１

Ｔａｂｌｅ３．１运放各种结构及相关性能的比较ＣｈａｒａｃｔｅｒｓｏｆｄｉｆｉｅｒｅｎｔｋｉｎｄｓｏｆＯＰＡ

增益

套筒式共源共栅

折叠式共源共栅

两级运放中由向输出摆幅中由同速度高问功耗低中噪声低中低低中

从２．２．２一节ＳＣＯＭ结构的工作原理分析可知，运算放大器需要良好的线性度，较低的噪声，同时需要较大的输入输出范围，以满足较大的振荡输入信号和输出大的驱动信号。通过以上分析，本论文选择了两级折叠共源共栅运算放大器结构，其放大电路如图３—３所示。第一级电路采用折叠共源共栅结构，提高增益的同时增大输入信号范围，第二级电路为Ａ类输出级，以增大输出摆幅。

运放的增益为：

ＩＡ矿Ｉ＝瓯Ｒｏｗ

其中瓯为等效输入跨导，ＲⅢ为等效输出电阻。（３—５）

输出短路电流约等于Ｍ，的漏电流，因此从Ｍ，的源端往里看所看到的阻抗，即（ｇ。，＋‰６，）叫ｆＩ乞，，通常要远低于乞。Ｉｆｒｏ，。因此，

瓯≈ｇ。。（３—６）

（３－７）Ｒｏ训缸（‰，＋ｇ。。，）乞，（乞。Ｉｌｒｏ。）Ｍ（‰，＋岛。，）乞，ｒｏ，］

第一级增益为：

１４。Ｉ≈岛，｛［（ｇ坍，＋‰。，）乞，（乞。ｌｉｆｏ，）］ＩＩ［（‰，＋岛。，）‰乞，］｝

第二级增益为：（３—８）

ＩＡｙ：Ｉ≈ｇ棚（ｒｏ，：Ｉ｜乞。。）

两级运放的总增益为：（３—９）

…＝ＩＡｖ。№：Ｉ

为了得到６００的相位裕度，需要保证关系式３．１１的成立

Ｃｃ＞０．２２ｑ（３—１０）（３－１１）

运算放人器的设计

图３－３运算放大器放大电路

Ｆｉｇｕｒｅ３－３ＴｈｅａｍｐｌｉｆｉｅｒｃｉｒｃｕｉｔｏｆＯＰＡ

由两个数值中较大的确定为尾电流Ｉｓｓ。的最小值：

Ｉｏ＝ＳＲｘＱ（３—１２）

设计Ｍ。、丝ＭＯＳ管的宽长比以达到期望的增益带宽ＧＢ值：

ＧＢ：墨丛

Ｃｃ

输出极点：（３—１３）

酽零极点：＝（３－１４）

瓦一又

输出摆幅等于：等士面

２１（３—１５）‰一Ｉ‰。：｜－‰。。（３－１６）

设计过程中主要按照设计指标要求，通过这些关系得到所需要的设计参数。在折叠共源共栅放大器中，偏置电压的精度和稳定性在一定程度上决定了运放性能的好坏。Ｎ型和Ｐ型的低压共源共栅偏置电路都需要基准电流源，最合理的办法是用ＭＯＳ管来提供，如图３—４接圪，基准电压的ＭＯＳ管Ｍ９就起到这样的作用。同时，我们要考虑偏置电路要尽量的节约功耗，偏置电路提供的偏置电压要尽量稳定，这需要运放的宽长和偏置电路对应管子的宽长要尽量匹配。图３．４是设计的为折叠式共源共栅电路两级提供偏置的低压共源共栅偏置电路。这里设计的关键是要求镜像匹配，为了降低整个运算放大器的整体功耗及芯片面积，这罩每个管子的宽长比都要在满足要求的情况下尽量小。

图３＿４运算放大器偏置电路

Ｆｉｇｕｒｅ３－４ＴｈｅｂｉａｓｃｉｒｃｕｉｔｏｆＯＰＡ

模拟电路在工作时，有高精度、高稳定的直流电压源或直流电流源是特别重要的。一般要求这种直流参考源对供电电源电压和工艺参数有相对的独立性，且要求其对芯片的工作温度有很好的独立性【３０１。

在本论文的Ｄ类功率放大器系统中，电压基准源为比较器提供比较电平，并与偏置电路一起为运算放大器提供准确的偏置电压。基准电压是否稳定，直接影响功率放大器的电源抑制比，以及系统噪声的大小。虽然基准电压源有多种电路

运算放人器的设计

结构，目前业界采用的基准电压源设计方法主要有隐埋齐纳二极管基准电压源、ＸＦＥＴ（外加离子注入结型场效应管基准电压源）和带隙基准电压源三种。虽然前两者具有更好的温度系数和更低的噪声电压，但对工艺有较高要求并且不利于系统集成，而本项目的设计完全基于ＨＨＮＥＣ０２５工艺库，因此采用带隙结构设计高精度的基准电压源是最佳选择。

带隙基准电压的原理主要是利用三极管基区一发射级电压蜘￡的负温度系数特性和两个三极管基区一发射级电压之差ＡＶＢＥ的正温度系数特性进行补偿获得，其电路结构如图３．５所示：

由于：

１４＝１３（３—１７）

１３：—ＡＶ—Ｂｅ

Ｒ３（３．１８）’

所以有：

圪・“＝ＶＢＥ＋１３×Ｒ４（３—１９）

形ＯＵｔ＝玩￡＋（１ＡＶ－Ｂｅ）×Ｒ４（３－２０）

丝——＝——＋Ｉ——ｌ×Ｉ——Ｉ＝＋（等）×（去）（３－２１ａＴ、ａＴ、ａ丁７Ｒ）７ｌ

３’

其中，正温度系数为：

８ｙ８Ｅ

８Ｔ（３－２２）

ＶＢｒ为三极管基区．发射级电压，ｍ≈．３／２，所：坚，垦为硅的带隙电压，ｒ为

ｇｇ

熟刀字温度。

负温度系数为：

一ａＡ、７

ａＴＶＢｅ：（丝）×１ｎ（ｍｎ）（３—２３）、７

、口７

ｍ为三极管Ｑ２与Ｑ１发射界面面积之比，，ｌ＝＿１３，本试验中取ｍ＝８，ｎ－ｌ。再

』４调整坐Ｒ３的比值大小，以使等－ｏｏ

图３．５基准元电路

Ｆｉｇｕｒｅ３－５Ｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔｏｆｂａｎｄｇａｐ－ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ

把基准元、偏置电路与运放的放大电路进行连接，得到所设计的两级折叠共源共栅运算放大器。运放的整体电路如图３－６所示。

图３－６运算放大器整体电路

Ｆｉｇｕｒｅ３－６Ｔｈｅｗｈｏｌｅｃｉｒｃｕｉｔｏｆｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌａｍｐｌｉｆｉｅｒ

运算放人器的设计

３．３

运算放大器的仿真结果

在电路仿真阶段，使用ＣＡＤＥＮＣＥ公司的Ｓｐｅｃｔｒｅ工具完成电路设计和仿真。

为了适应快速发展的集成电路工艺，本课题选用了ＨＨＮＥＣ２５０ＧＰＣＥＬＬ工艺。电路采用３．３Ｖ单电源电压供电。

经过第３章中关于运算放大器的结构选择、理论计算和反复调试，达到了所需的各方面性能指标，主要涉及以下几方面的性能：

３．３．１

基准元仿真结果

１．三极管的Ｖ．Ｉ特性

对三极管电路进行直流扫描可以得到三极管的Ｉ．Ｖ特性，如图３．７所示。从图中可知三极管导通电流大于１．２ｕＡ时，基区发射极电压ＶＢＥ趋于恒定，当达至ｌＪ８ｕＡ时ＶＢＥ基本不变。所以本论文中设定支路电流１２、１３大于８ｕＡ。

图３．７三极管Ｉ．Ｖ特性曲线

Ｆｉｇｕｒｅ３－７

ＴｈｅＣＵｌＷｅｏｆＩ—Ｖｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｄｙｎａｔｒｏｎ

２．三极管温度特性

考虑到工艺上的失配，同时为了减小面积，选择５ｘ５ＢＪＴ模型。在三极管电流大于８ｕＡ且恒定不变的情况下，对其进行温度变量扫描可以得到三极管的Ｔ．Ｖ特

性，如图３．８所示，温度从－－４５℃到１２５℃，输出电压从８５９．６７１ｍＶ到５６７．１８３ｍＶ，

则Ｖ即的温度系数为：

鼢日：—８５９．６７１ｍ－—５６７．１８３ｍ≈１．一／一，ｚ

』乙邱＝一≈１．

１２５一《－４５）

（３．２４）

、

。

１ｊ—Ｚｑ，

，、＞

ｔｅｒｎＰ（ｃ）

图３－８二极管温度特性曲线

Ｆｉｇｕｒｅ３—８

Ｔｈｅｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ

ｃｕｒｖｅ

ｏｆｂｉｐｏｒｌａｒ

３．基准元的温度系数

对基准元电路进行温度变量扫描可以得到输出基准电压的Ｔ．Ｖ特性，如图３．９

所示。为了适应不同的应用需要（ＬＬ女ｎ军用），扫描温度范围选定从一４５℃到１２５℃。电源电压为３．３Ｖ。可以看出当温度在２７℃左右时，输出电压具有零温度系数。低

于此温度时输出电压具有正温度系数，高于２７℃时具有负温度系数。根据图３．９的

扫描结果，求得温度系数如下：

ＴＣ：竺竺二兰唑×ｌｏ。：！：婴坠二！：型！！×１０。

玩。×（丁ｔｍ—Ｔｍｉｎ）

１．２３２８５８×（１２５一（一４５））

＝２５．９１ｐｐｍ／＊Ｃ

（３—２５）

ＤＣＲｅｓｐｏｎｓｅ

ｔｅｍｐ（ｃ）

图３－９基准元的温度系数

Ｆｉｇｕｒｅ３－９

Ｔｈｅｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ

ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ

ｏｆｂａｎｄ昌：ａｐ－ｍｆｃｒｃｎｃｃ

运算放大器的设计

４．基准元最低工作电压及电压稳定系数

对基准源电路的电源电压从ＯＶ到４Ｖ进行扫描，如图３—１０。从图中可知，当电源电压达到３Ｖ时输出基准电压便相对恒定。

ＤＣ

Ｒｅｓｐｏｎｓｅ

１．３０

１．２０

＞

１．１０

１．０巧

９００ｍ

３，０ｖｄｄ

图３．１０基准元最低：１：作电压及电压稳定系数

Ｆｉｇｕｒｅ３－－１０

Ｔｈｅｌｏｗｅｓｔｖｏｌｔａｇｅａｎｄｓｔａｂｌｅｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｏｆｂａｎｄｇａｐ・・ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ

５．基准元的电源抑制比

为了提高整个Ｄ类功率放大器系统的电源抑制比，要求基准源电路也要有较高的电源抑制比。本试验要求该基准电压的ＰＳＲＲ不低于－－６０ｄＢ，如图３．１１测试结果，本基准源电路的ＰＳＲＲ为－－６１．８ｄＢ。

ＡＣＲｅｓｐｏｎｓｅ

ａ．彩

－：ｄＢ２ｅ（ｖＦ（”／ｏｕｔ“）／ＶＦ（’＇／Ｖｓｉｎ”））

一１０

—２ａ

一一５０

∞

：一４０

一５ａ

－６０—７ａ

图３．１ｌ基准元的电源抑制比

Ｆｉｇｕｒｅ３－１１

ＴｈｅＰＳＲＲｏｆｂａｎｄｇａｐ－ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ

３．３．２

运放的ＤＣ分析

１．直流传输特性

运放的电源取３．３Ｖ，反相端接１．６５Ｖ，同相端加直流扫描电压【１５】，测试电路如图３．１２所示，得到运放的直流传输特性的测试结果如图３．１３所示。从图中可以得到以下性能：

（１）通过扫描可以得到输入失调电压大约为０．３７９６ｕＶ。（２）输出电压的正向摆幅为３．２３Ｖ，负向摆幅为１．９ｍＶ。（３）运放线性工作电压的范围是：１．５８４Ｖ－１．７１６Ｖ。

镕，＃

？－、ｖｄｃ＝１．辱ｌｊ：二々ｄ＃盘Ｖ１

∥

ｔ．

图３．１２直流传输特性测试电路

Ｆｉｇｕｒｅ３—１２Ｃｉｒｃｕｉｔｆｏｒｖｏｌｔａｇｅｔｒａｎｓｆｅｒｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｔｅｓｔ

ＤＣＲｅｓｐｏｎｓｅ

３，０

２，彩

，－、

＞

一

１．ｇ

０．Ｄ

国．ａ

２，ＤＶ１

３，巧

４，彩

图３．１３直流传输特性

Ｆｉｇｕｒｅ３－１３

Ｖｏｌｔａｇｅｔｒａｎｓｆｅｒｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ

运算放人器的设计

２．输入输出跟随特性

运放的电源取３．３Ｖ，反相端与同相端连在一起，同相端加直流扫描电压【１５１，

测试电路如图３．１４所示，得到运放的输入输出跟随特性，测试结果如图３．１５所示。转移曲线斜率为１的线性部分就是输入共模电压范围：ＯＶ－２Ｖ。

图３．１４输入输出跟随特性测试电路

Ｆｉｇｕｒｅ３—１４

Ｃｉｒｃｕｉｔｆｏｒｆｏｌｌｏｗｉｎｇｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｔｅｓｔ

图３．１５输入输出跟随特性

Ｆｉｇｕｒｅ３－１５

Ｔｈｅｆｏｌｌｏｗｉｎｇｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ

３．输出电压摆幅特性

运放连接成如图３—１６所示的测试电路，反相增益为１０的结构，正输入端接１．６５Ｖ的电压【１５】，在正输入端加直流扫描电压，可以得到输出的直流扫描信号，测试结果如图３．１７所示，可以看出输出电压摆幅为：１．９ｍＶ－３．２３Ｖ。

２９

妻ｑ嗽

舭

１

４，Ｄ

。

图３．１６输出电压摆幅特性测试电路

Ｆｉｇｕｒｅ３・１６

Ｃｉｒｃｕｉｔｆｏｒｏｕｔｐｕｔｒａｎｇｅｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｔｅｓｔ

ＤＣ

＿：ｌｏｕｔ

Ａ

３，Ｄ

Ｒｅｓｐｏｎｓｅ

．

，、＞

２，Ｄ

１．０

ａ．彩

ａ，纾

。。。Ｉ。。。．。。．ｒ、．Ｉ．。。

１，Ｏ

’＼

Ｂ…．。ｌ…。．．。。．．Ｉ

３，彩

４，Ｄ

２．ＤＶ１

Ｂ：（２．３８３１４１．９函１２１ｍ）

ｓｌｏｐｅ：一１．Ｂ７２刃５

图３．１７输出电压摆幅

Ｆｉｇｕｒｅ３－１７

Ｔｈｅｏｕｔｐｕｔｒａｎｇｅ

３．３．３

运放的ＡＣ分析

１．幅频与相频特性

运放在电源电压为３．３Ｖ，共模输入电压为１．６５Ｖ的条件下，两输入端输入差模信号，并进行交流小信号分析，可以得到小信号开环电压增益的幅频及相频特性曲线【１５１，如图３．１８所示，从仿真结果可以看出，运算放大器采用ＲＣ补偿，在满足单位增益带宽的同时，能很好地调节相位裕度。

运算放人器的设计

ＡＣＲｅｓｐｏｎｓｅ

９０

田

－１２

３彩

ｆ

已…一…

。

、。－３０

＼，．｜．，

．

．

．

Ａ

＼

＼

１００

－：ｐｈａｓｅＤｅｇｕｎｗｒａＰＰｅｄ（ＶＦ（”／ｏｕｔ”）／

●

／Ｆ（’’／ｉｎ＋”

Ｂ

可

字－１００

：

一—、卜

、一一３９彩

１０

１彩Ｋ

１０Ｍ１彩Ｇ

ｆｒｅｑ（Ｈｚ）

Ｂ：ｆ１４３．２２４Ｍ一１２０．１

５５１ｓｌｏｐｅ：－３Ｂ．９３７６ｕ

图３．１８运算放人器的幅频、相频特性

Ｆｉｇｕｒｅ３—１８

ＦｒｅｑｕｅｎｃｙｒｅｓｐｏｎｓｅｏｆＯＰＡ

由上图可以得到，该运算放大器在负载电容为２ＰＦ时的丌环增益为８７．８９ｄＢ，单位增益带宽为１４０．１２４ＭＨｚ，相位裕度６００。符合设计要求。２．共模幅频分析

在运放的两输入端加相同的信号，作交流小信号分析，就可以模拟出电路的共模增益的幅频特性，测试结果如图３．１９所示。测量ＣＭＲＲ的方法就是先测量差模电压增益（以ｄＢ为单位），再在输入端加共模信号，测其共模电压增益，进行计算ｆｌ５１。

ＡＣＲｅｓｐｏｎｓｅ

２彩

∞

可

一一１彩

一４函

ｆｒｅｑ（Ｈｚ）

图３．１９共模幅频特性曲线

Ｆｉｇｕｒｅ３・１９

ＣＭ

Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｒｅｓｐｏｎｓｅ

３１

在低频下电路的共模增益为－－３６．９７ｄＢ，结合前一部分交流小信号分析结果可以得到电路的共模抑制比为：

４

ＣＭＲＲ＝２０１９半ｌ≈８７．８９＋３６．９７＝１２４．８６ｄＢ

ｌ＆ｊ

２．ＰＳＲＲ幅频分析

（３—２６）

现代模拟电路，特别是数字模拟混合信号电路中，电源噪声串扰是一个比较常见的问题，电源线中的这些噪声会影响到运放的输出，所以电路对这些噪声的抑制能力也是一项重要的指标。

在电源端输入一个微小的波动，通过ＡＣ分析测试得到ＰＳＲＲ的幅频特性曲线如图３．２０所示，从图中可以得到ＰＳＲＲ为４７．５ｄＢ。

ＡＣＲｅｓｐｏｎｓｅ

５９

３９

∞可

一

１ａ

一１９

１

１００

１０Ｋ

１Ｍ

１００Ｍ

ｆｒｅｑ（Ｈｚ）

图３．２０

Ｆｉｇｕｒｅ３－２０

ＰＳＲＲ幅频特性曲线

ＰＳＲＲＦｒｅｑｕｅｎｃｙｒｅｓｐｏｎｓｅ

３．３．４

运放瞬态特性分析

运放的速度是指放大电路在闭环状态下，输入为大信号，放大电路输出电压对时间的最大变化速率，即：

艘竺磐ｌ一

“‘

（３—２７）

在输入大阶跃信号的时候，运放会工作在非线性区，它的输入与输出会出现瞬时的饱和或者截止状态。一般规定运放在单位电压增益，单位时间内输出电压的变化值来标定转换速度，转换速度和第一级偏置电流以及补偿电容的大小有关。

３２

运算放人器的设计

同相输入端加高、低电平分别为３．３Ｖ和０Ｖ，周期为４

ｕ

Ｓ，占空比为５０％的

方波脉冲，测试电路如图３．２１所示。进行瞬态分析得到输出电压上升沿波形如图

３．２２所示，下降沿波形如图３．２３所示，由公式进行计算：

２１７．８１４ｎ一２０９．１８９ｎ

艘一：三堡坠．≈１４３．７ｖ／∥ｓ

～

艘＋—型堕兰丝≈１７６．１ｖ／∥ｓ

３３４．６６９ｎ一３２０．３０７ｎ

’。

（３．２８）（３．２９）

由此可以得到，其上升沿的转换速率１２５．１３ｖ／／ａｓ，下降沿的转换速率１００．１９

Ｖ／＃ｓ，满足设计要求。

图３－２１转换速率测试电路

Ｆｉｇｕｒｅ３—２１

ＣｉｒｃｕｉｔｆｏｒＳＲｔｅｓｔ

ＴｒａｎｓｉｅｎｔＲｅｓｐｏｎｓｅ

５．Ｄ

＿：／ｏｕｔ

｝

３，０

；

．——●●

ｉ厂一、‘。、

１．ａ

｝，

ｙ

Ｄ．彩０

１００ｎ

２．ｆｌｌ

＼

６５）

』

、

．／

ｆ

３００ｎ

一１．ｇ

‘。。．。。。．。．１。。。。。。．。。Ｉ＿ｔ－．。。．．１－Ｉ‘‘－。‘。Ｉ

Ｉ——一

４００ｎ

２００ｎ

ｔｆｍｅ（ｓ）

Ｂ：（２１７．８１４ｎ

ｓｌｏｐｅ：１７６．０２Ｍ

图３－２２上升沿转换速率测试

Ｆｉｇｕｒｅ３．２２

Ｔｅｓｔｆｏｒ

ＳＲ＋

３３

ＴｒａｎｓｉｅｎｔＲｅｓｐｏｎｓｅ

５．Ｄ

Ｉ：／ｏｕｔ

Ｆ

卜

￡

３，彩

＞

｝

ｊ厂

一、

厂

’、Ｒ

一

１．ａ

｝／

＿／

０．彩ａ

＼

１００ｎ

、

．，

／

３００ｎ

‘ｆ

Ａ

Ｌ

一

一１，Ｏ

Ｌ。——Ｌ—ｕ』一，Ｉ．．。。。。．．Ｉ．。。。。．．，。Ｉ．

２００ｎ

＋，。．，。１

４ｆ１０ｎ

图３．２３下降沿转换速率测试

Ｆｉｇｕｒｅ３—２３

Ｔｅｓｔｆｏｒ

ＳＲ一

３．３．５

运放静态功耗特性

在本文的设计中，功耗是一项很重要的参数，只要仿真出电路在静态丌环状态下的电路总电流，就可以计算出运算放大器的静态功耗。通过直流分析得到电路的总电流为１．９５ｍＡ这样，电路的总功耗为：

只把如＝１．９５ｍＡＸ３．３Ｖ≈６．４４ｍＷ

按照设计要求和功耗分配，可以满足设计需要。

（３－３０）

３．３．６

运放噪声分析

对电路进行噪声分析，一般是与交流小信号一起进行的。所计算出的噪声是电路中元件所产生的热噪声、散粒噪声和闪烁噪声的总和。从图３．２４中可看出ｌｋＨｚ

时电路的输出噪声约为５８９．２４４ｕｖ／，／－面，从而等效输入噪声为２３．５７ｎｖ／，／酝。

运算放人器的设计

ＮｏｉｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ

１．１彩Ｆ

８９国ｍＩ

Ａ．．．５００ｍ２９０ｍ．

一１０彩ｍ

１１Ｋ１Ｍ１Ｇ

ｆｒｅｑ（Ｈｚ）

图３．２４运放噪卢分析结果

Ｆｉｇｕｒｅ３—２４ＮｏｉｓｅｒｅｓｐｏｎｓｅｏｆＯＰＡ

经过性能折中的反复调试和以上几种测试，得到的运算放大器的性能总结为表３．２，各种性能基本满足设计要求。

表３－２运算放人器性能指标

Ｔａｂｌｅ３．２ＣｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｅｓｏｆＯＰＡ

分析类型参数

输入失调电压数值０．３７９６ｄＶ

１．５８４Ｖ－１．７１６Ｖ

０Ｖ．２Ｖ

１．９ｍＶ．３．２３Ｖ

８７．８９ｄＢＤＣ分析线性工作电压的范围输入共模电压范围输出电压摆幅开环增益

单位增益带宽１４０．１２４ＭＨｚ

６００

２ｐＦ

１２４．８６ｄＢ

４７．５ｄＢＡＣ分析负载电容ＣＭＲＲＰＳＲＲ相位裕度

瞬态分析

负转换速率正转换速率ＳＲ＋－－１７６．１Ｖ／，ｕｓＳＲ一＝１４３．７ｖ／／ｚｓ

功耗测试

噪声分析静态功耗噪声２３．Ｓ７６．４４ｍＷｎＶ／，ｆＨ－ｚｚ

３．４本章小结

本章分析了运算放大器的非理想因素，在比较各种运算放大器结构的基础上确定设计方案，完成了两级折叠共源共栅运算放大器的设计和仿真，得到了良好的性能指标，可以满足ＳＣＯＭ电路的设计需要。

４比较器的设计

比较器是功放中的又一个主要模块。和运算放大器一样，比较器也处于闭坏回路中，设计中没有太多的限制。比较器的设计是将运放的模拟输出信号与比较电压进行比较，并将比较结果以数字信号的形式输出，这就要求比较器有较快的速度和较高的分辨率，这些因素会影响ＳＣＯＭ电路的开关频率和总谐波失真。所设计的比较器需要具有固定的延迟时间并消耗较低的电流【＿７１。由于开关频率在３００ｋＨｚ左右，所以，比较器的速度应该满足丌关频率的要求。

４．１比较器结构的选择

比较器的速度是一个主要性能指标，会影响整个功率放大器的转换速度；另外，它的精度也很重要，会直接影响到量化精度，从而影响ＳＣＯＭ电路的ＴＨＤ指标。

经过分析和比较，所选择的比较器结构如图４．１所示，该比较器结构简单，支路较少，节点较少，因而功耗低，延迟小速度快。因为比较器工作在噪声环境中，并且在阈值点检测信号的变化，如果比较器足够快且噪声足够大的话，其输出端也将存在噪声【１７】。为了减小噪声对电路的影响，本比较器的第一级采用了正反馈来实现高增益开环迟滞，既加快了比较器的速度又降低了噪声对比较器的影响。

在图４．１中共有两条反馈路径，第一条是通过晶体管Ｍ。和Ｍ，的共源节点的串联电流反馈，这条反馈通路是负反馈；第二条是连接Ｍ；和必源．漏极的并联电压反馈，这条反馈通路是正反馈。当此正反馈系数小于负反馈系数时，整个电路将为负反馈，同时失去迟滞效果；当此负反馈系数小于Ｊ下反馈系数时，整个电路将为正反馈，同时在电压传输曲线中将出现迟滞。只要屈／展＜ｌ，传输函数便没有迟滞；当屈／屈＞１时，迟滞将会出现。

正转折点为：

噜＝ＶＧ￥Ｉ—ＶＧｓ２

负转折点为：（４－１）

％＝‰２一ｌＰＧ￥ｌ（４—２）３７

图４—１

Ｆｉｇｕｒｅ４—１比较器电路图Ｔｈｅｓｃｈｅｍａｔｉｃｏｆｃｏｍｐａｒｅｒ

另外，两级比较器可以提供足够的增益以达到所需要的精度。这种结构不需要进行补偿以使其具有最大的带宽和较快的响应。比较器的第二级为Ａ类输出级，以提供合理的输出电压摆幅和输出电阻，满足设计需要。比较器的‰和‰值需要计算得到，假设Ｍ。。栅极有一个最小电压％ｌｏ（晌），则最大输出电压可以写成：

一也－－ＺＧ，Ｏ，ｒ．ｏ，－－ＩＺＴＰＩ，［・一

最小输出电压是：（４—３）

‰＝ＧＮＤ

比较器的小信号增益为：（４－４）

＂，－（０苌）（ｏ芸］

比较器的最小输入是：（４—５）圪Ⅲｎ）＝％（４－６）比较器的第一级、第二级输出极点分别是：Ｐｌ＝哗

３８（４—７）

ｐ．：塾盘局２彳

Ｇ一般由ｑ决定。所以两级比较器的频率响应可以表示为：（４．８）ｒ～７其中，ｃ，是与第一级输出相连的总电容，ｑ，是与第二级输出相连的总电容。纵沪南（４—９）４．２比较器仿真结果

经过反复计算和调试完成了比较器的设计，同时主要对比较器进行了精度、速度、失调电压和静念功耗的测试。这几项指标的测试结果如下所述：

４．２．Ｉ精度测试

对比较器输入小信号幅度为５０ｕＶ，频率为ｌｋＨｚ的交流信号，进行ＡＣ分析得到幅频特性曲线如图４－２所示。由比较器的ＡＣ分析结果，可以得到，比较器的增益为７８．９６ｄＢ，３ｄＢ带宽为１．０１ＭＨｚ。通过计算可以得到比较器精度：ｙ。。：—＂Ｖ＇ＯＨ－－—ＶＯＬ：—３．３—－０≈０．３７所ＶＡｖ（Ｏ）ｍ‘葳１¨（４．１０）９０００

其中，Ａｖ（Ｏ）是比较器的直流增益。

ＡＣＲｅｓｐｏｎｓｅ

８１２ｊ．：ｄＢ２０（ｖｒ（¨／ｏｕｔ¨）／ＶＦ（’Ｖｉｎ＋¨））

５乃

∞勺

一２１２Ｉ

一１０Ｇ

图４－２比较器的ＡＣ分析结果

Ｆｉｇｕｒｅ４－２ＴｈｅＡＣｒｅｓｐｏｎｓｅｏｆｃｏｍｐａｒｅｒ

３９

４．２．２速度测试

为－ｆＮ试比较器的速度，设置Ｖ；。＋为脉冲宽度１．５ｕｓ，占空比为５０％的方波，方波输入信号为５ｍＶ，通过瞬态分析得到输出波形，如图４．３所示。

ｋ。＋批，≈Ｏ．０５ｕｓ

ｆ刎＋批，≈０．０６ｕｓ（４．１１）（４－１２）

由图４．３可得，比较器的上升及传输延迟时问Ｏ．０５ＵＳ，下降及传输延迟时问００６ＵＳ。

ＴｒｏｎｓｉｅｎＬＲｅｓｐｏｎｓｅ

４彩ｍ

，、

＞

、－，一：／ｏｕｔ２０ｍ

０，Ｄ

１．６５５

，－、

＞１．６５９

、－一，

１．６４５

１，４ｕ２，ｇｕ２，６ｕ５，２ｕ

图４．３

Ｆｉｇｕｒｅ４－３比较器的瞬态分析结果Ｔｈｅｔｒａｎｓｉｅｎｔｒｅｓｐｏｎｓｅｏｆｃｏｍｐａｒｅｒ

４．２．３失调电压和静态功耗测试

比较器的失调电压大小很重要，如果把比较器输入端短接，仿真记录输出端的电压为１８．９ｍＶ，再除以该比较器的增益，如图４．２，直流增益为７８．９６ｄＢ，由于比较器不需要接成反馈形式，所以对相位没有要求，可以很大。如此可以计算出：‰，＝等￣２．１“Ｖ（４－１３）

（４—１４）对比较器进行ＤＣ分析可以得到平衡时的静态功耗是：ｅ衄如＝３８１．８ｕＡｘ３．３Ｖ＝１．２６ｍＷ

比较器性能指标总结如表４．１：

｜塞筮蚕尥遮让

表４．１魄较器性麓

增益

３ｄＢ带宽

精度

上升延迟时Ｉ’日Ｊ

下降延迟时间

静态功耗

失调电压７８．９６ｄＢ１．０ｌＭＨｚ◇｝３７ｍＶ０．０５ｕｓ０．０６ｕｓｌ。２６ｌｎＷ７．７ｐＶ

４．３本章小结

本章通过分析对比确定比较器的电路结构，完成了比较器的设计和仿真，得到了符合设计要求的性能结果。４１

５驱动电路和输出级的设计

ＳＣＯＭ电路所选用的驱动电路和输出级如图５．１所示。驱动电路包括的逻辑器件有：反相器、与非门、或ｔＥｆ－］ｔ７１。输出级由两个ＭＯＳＦＥＴ构成。设计从反相器丌始，设计过程介绍如下。驱动电路的组成部分都是比较简单的逻辑门电路，设计的关键是面积指标。按照设计要求，版图核心部分面积小于５００工ｔｍｘ５００／．ｔｍ，驱动电路和输出级所占面积大约为总面积的一半，这是设计驱动电路参数的主要依据。

输出级

图５．１驱动电路和输出级模块图

Ｆｉｇｕｒｅ５—１Ｔｈｅｄｉａｇｒａｍｏｆｄｒｉｖｅｒａｎｄｏｕｔｐｕｔｓｔａｇｅ

５．１ＣＭＯＳ逻辑电路的特性

１．转换时吲３３１

逻辑电路的输出从一种状态转换到另一种状态所需要的时间，就称为转换时间（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎｔｉｍｅ）。图５－２（ａ）所示为理想的输出状态转换——零时间转换。但是，实际输出不会立即变化，因为需要时间为其驱动的连线或其他部件的寄生电容充电。更接近实际的电路输出情形如图５．２（ｂ）所示。输出从低态到高态的转换时间称为上升时间（ｔｒ，ｒｉｓｅｔｉｍｅ），从高态到低态的转换时间称为下降时间（ｔ，，ｆａｌｌｔｉｍｅ）。上升时间和下降时间很可能不相同。实际图形通常为图５．２（ｃ）所示。其中高态为输出高电平的９０％，低态为输出高电平的１０％。

噩动啦路盈！揄出级尥遮让

釉

瓣麓三≯三三摹：：＝…静：ｔｆ！一，彳］。一：ｔｆ：一

！｝…十“一一心一

２．传播延迟Ｉ－３３】

上升和下降时间只部分的描述了逻辑元件的动念特性，还需要别的参数来描述输出定时与输入定时的关系。信号通路是指一个特定输入信号到逻辑元件的特定输蠢信号所经历的电气通路。信号通路的传播延迟（ｔ。，ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎｄｅｌａｙ）是指从输入信号变化到产生输出信号变化所需要的时间。如图５－３（ａ）所示，如果忽略上升和下降时间，ＣＭＯＳ反相器的输入到输出信号通路上的两个不同传播延迟，取决于输出变化的方向：

≠。撤：输出从高到低变化时，输入变化引起相应输出变化的时间。

ｔ。，Ⅳ：输出从低到高变化时，输入变化引起相应输出变化的时间。

嘞ｖ氍‰＾．ｆ］一

ｌｌ＼Ｌ，ｒ：／ｉ

一：ｔ，札ｉ一一ｉｔ，珊：一４３

５．２反相器

ＣＭＯＳ反相器是ＣＭＯＳ门电路中的最基本的逻辑部件，电路图如图５．４所示。大多数的逻辑门电路都可以通过等效反相器进行基本设计，再通过适当的变化，完成逻辑门电路中晶体管尺寸的计算ｆ２３】。

。

。

≈

幽５＿４反相器电路图

Ｆｉｇｕｒｅ５－４Ｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔｏｆｉｎｖｅｎｔｏｒ

在一定工艺下，反相器的设计关键是对晶体管尺寸（Ｗ／Ｌ）的设计。可以应用上升时间０和下降时间０公式来计算器件的宽长比。上升时间０是指在输入阶跃波形的条件下，输入信号从Ｏ．１‰上升到０．９‰所需要的时间，下降时问则指在输入阶跃波形的条件下，输出信号从０．９‰上升到Ｏ．１‰所需要的时间。

ａ砌历

一一ｔｒ。ｔＯ—ｐ生卜竺郎Ｐ＋一芸一Ｏ一一■口．一一∞一一，■（ｏ．１＜１一％＜ｏ．９）（５—１）

砌咖

ｌ｜２１Ｎ盟卜０一

一一口Ⅳ＋■一。厂一一拿一生丝一亿一一，¨（０．Ｉ＜１一％＜ｏ．９）（５—２）

其中。２彘，知２丧，绵＝急，‰＝等，ｑ为贼椿

在设计中，采用对称波形设计准则，为了使‘＝ｆ，，如果ＮＭＯＳ管和ＰＭＯＳ管的阈值电压相等，则峨＝砟，所以在反相器中ＮＭＯＳ管和ＰＭＯＳ管的宽长比